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電路設計范文第1篇

自舉電路有著較多的功能，其可以利用電容兩端電壓無法瞬間突變的特點，改變電路中某點的瞬時電位，在射極跟隨器電路中（圖1），設輸入電阻為Ri，在偏置電路中加入的電阻為R3，加入R3后，電路中輸入電阻值會增加，用公式表示為：Ri=[R3+（R1//R2）]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]根據公式可以得知，R3越大，輸入電阻則越大。R3的取值并不任意的，R3太大會偏離靜態工作點的要求，在偏置電路中，通過偏置的方式提高輸入阻抗，效能并不是無限的。在該電路中加入電容C3，可以得到如圖2所示的電路，在圖2的電路中，電容C3的容量增加后，B點的電壓變化與輸出端電壓變化情況一致，R3兩端電壓變化可表示為Ui-Uo，流過R3的電流為IR3，用公式表示為：IR3=（Ui-UB）/R3=（Ui-Uo）/R3有上述公式可以得知，當Ui發生改變后，Uo也會相應的變化，二者的數值比較相近時，流過R3的電流最小，R3對交流會呈現出最大的阻抗，所以，射極跟隨器的輸入阻抗會大大提高。自舉電路是利用自舉電容控制電路，提高電容一端的電位，可以控制另一端的電位。C3就屬于自舉電容，自舉也被稱為特殊形式的正反饋。

2自舉電路在電路設計中的應用

2.1利用自舉電路提高射極跟隨器的輸入電阻

射極跟隨器有著自身的特性，其輸入阻抗比較高，而輸出阻抗卻比較低，在電子線路中有著廣泛的應用。很多射極跟隨器電路的基極都采用的是固定偏置電路，這種電路的工點穩定性一般較難保證，所以需要將其改為分壓式偏置，這一改動有效解決了工點不穩定的問題，但是由于電阻的阻值會受到限制，所以，在分壓式偏置的射極跟隨器電路（圖3）中，輸入電阻可表示為：Ri=[R1//R2]//[rbe+（1+β）（R4//RL）]通過電路輸入電阻的公式可以得知，R1，R2的取值受到限制后，輸入電阻Ri的取值也相應的減小了，影響了射極跟隨器輸入電阻優勢的發揮。為了解決這一問題，必須增加輸入電阻的大小，并保證工作點的穩定性，可以在電路中增加電阻R4，或者加入電容C3，即在電路設計中合理的應用自舉電路，利用自舉電容，改變電路中射極跟隨器的性能指標。通過上述分析可知，將輸入信號設為Ui，射隨器的輸出電壓可表示為Uo=Au*Ui。由于射極跟隨器的電壓增益Au的近似值為1，所以，Ui與Uo的大小幾乎一致，通過電阻R3的電流可表示為IR3=（Ui-Uo）/R3流過R3的電流是比較小的，但是R3支路對交流信號的等效R3數值卻比較大，R3=Ui/IR3=R3/（1-Au）電路輸入電阻可以表示為Ri=R3//[rbe+（1+β）（R4//RL）]≈rbe+（1+β）（R4//RL）由上述公式可知，在加入電阻R3與電容C3后，射隨器的輸入阻抗值有所提高。

2.2利用自舉電路擴大電路動態范圍

利用自舉電路可以擴大放大器的輸出動態范圍。圖4所示是一個典型的OTL電路，圖中C3是自舉電容，C3、R3、R5組成自舉電路。當未加C3(即將C3開路)時，在輸人信號ui為正半周最大值時，可使三極管Ti臨界飽和，T3的基極電壓很低，從而使幾接近飽和，輸出電壓的最大負峰值為UCE（sat）-Vcc/2≈-Vcc/2加人自舉電容C3后，靜態時P點對地的電位為UP=Vcc-ICQ*R5，R5是隔離電阻，其作用是為了防止輸出信號通過自舉電容短路，通常取值很小，因此可以認為UP=Vcc，而E點對地直流電位為UE=Vcc/2。因此自舉電容C上的直流電壓為Uc=Vcc/2。由于Up=Uc+uE=Vcc/2+uE，即Up會隨UE的升高而自動抬高。當Uo接近Vcc/2時，UE的瞬間電位可達VCC，此時Up=Vcc+Vcc/2=1.5Vcc，從而能保證供給T2基極足夠大的基極電流，使其達到飽和狀態，使輸出電壓的正、負半周幅度對稱。使負載上能夠獲得足夠大的輸出電壓，即擴大了電路輸出電壓的動態范圍。

2.3利用自舉電路提高電路增益

設T1為核心構成共射電路，以T2為核心構成的是射隨器，G3為自舉電容。電路輸出電壓跟隨N點的電位變化而變化，通過C3的反饋將輸出電壓反饋到M點，使M點的電位也跟隨N點電位的電位變化而變化，實現自舉。其結果使M點的電位與N點電位很接近，使流過Rc2的交流電流大大減少，這就相當于提高了Rc2的交流等效阻抗，從而提高了電路的增益。利用幾管產生自舉作用，不僅提高了電路的增益，而且也使電路輸出的電阻大大增加，所以適用于后級放大電路輸人阻抗較高的場合。

3結語

電路設計范文第2篇

1.1放大器非線性模型當放大器工作在非線性區時，采用Taylor級數模型，放大器的輸出信號與輸入信號可表述。若k1和k3符號相反，輸出信號的增益會隨著輸入信號功率的增大而減小，即增益壓縮（AM－AM效應）。同時，輸出信號的相位會隨著輸入功率變化而變化，即相位失真（AM－PM效應）［6］。對于固態放大器，k3＜0，其非線性特性是增益壓縮，相位擴張。預失真的基本原理即通過二極管或其它電路結構產生與功放相反的非線性特性，從而抵消因功放非線性引起的幅度與相位失真，達到改善功率放大器線性度的目的，其原理如圖2所示。由于2ω1－ω2、2ω2－ω1兩個頻率分量（三階交調分量）通常落在帶內難以消除，會對系統產生嚴重的干擾，因此是衡量放大器非線性的一項重要指標。

1.2電路設計在圖1中，輸入信號通過2個3dBLange橋后，分別送入兩個放大器；一般情況下，兩路信號功率相差15dB以上，可保證A1工作在線性狀態。設放大器的線性增益為G0，放大器1和2的輸出分別為。為了準確地擬合主放大器的非線性特性，放大后的誤差信號應與主功放的非線性分量相等，即非線性工作的放大器應與主放大器工作在相同的功率回退狀態。功分器和耦合器1均采用相同的3dBLange橋實現（δ1＝δ2＝0．707），整個預失真電路的增益應為0，可以滿足上述要求。結合（7）、（9）、（10）三式，可以確定耦合器的耦合度和各個衰減器的大小。通過調節延時線的長度和微調衰減器的大小，得到對主放大器線性度較好的改善效果。采用ADS進行仿真，G0＝25．5dB，衰減器1的衰減量為22dB，衰減器2的衰減量為5．4dB，定向耦合器的耦合度為－16．7dB。耦合器2也選擇Lange橋，不僅簡化了電路的設計，同時也節約了版圖面積。

2測試結果

本設計采用0．15μmGaAs工藝實現，芯片面積為1．9mm×3．0mm，芯片結構如圖3所示。該預失真單片的中心頻率為21GHz，采用5V電壓供電，直流功耗0．8W。采用矢量網絡分析儀測試該預失真電路的增益和相位特性，設置中心頻率為21GHz，輸入功率掃描范圍為－20～14dBm。測試結果如圖4所示。該預失真電路可以提供3dB的增益擴張，以及20°以上的相位壓縮。驗證了該芯片可以產生預失真信號后，將其與功率放大器級聯，測試其對功率放大器線性度的改善情況。測試結果表明，加入預失真電路后，功率放大器的P－1從22．2dBm提升至22．8dBm，相位誤差從P－1處20°以上減小至3°以內，如圖5所示。雖然增益波動最大為－0．4dB，但是該預失真電路修正了絕大部分的相位誤差，同時一定程度上提高1 dB壓縮點。為了驗證該預失真電路的線性化效果，進一步測試采用中心頻率為21GHz、間隔為10MHz的雙音信號作為輸入信號，比較相同的輸出功率下，加入預失真芯片前后三階交調指標改善情況，如圖6所示。測試結果表明，該預失真芯片對功率放大器三階交調最高可有27dBc的改善，在功率回退3dB時，可有5dBc的改善。在對功率放大器三階交調為－30dBc的抑制條件下，驅動放大器輸出功率從13dBm提高至17．5dBm。但是，五階分量在回退過程中會有一定程度的惡化，如圖7所示。由于流片過程中采用的電容比設計電容小20％，預失真電路中功放的特性出現了一定的偏差，導致了幅度修正不平坦、三階分量在回退至小功率時改善效果不明顯，也是五階分量惡化的主要原因。對五階分量改善不好的另一原因是要對高階分量有很好的抑制，需要精確地產生預失真信號，而產生該信號非常困難，通常的做法是預失真系統中包含某種反饋以實現自適應，而這會使電路的復雜程度增大。為了驗證該預失真電路的通用性，將該芯片與一高功率放大器（HPA）級聯，進行了雙音信號測試，結果如圖8所示。在功率回退的整個過程中，IM3均有不同程度的改善，在輸出29dBm時可改善15dBc以上，同時五階分量并不會惡化。在－30dBc的抑制條件下，HPA輸出功率可從28dBm提高至33dBm。

3結論

電路設計范文第3篇

關鍵詞：鎖相環；電路設計；實驗結果；電路改進

中圖分類號：TP311文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2011)18-4459-03

Phase-Locked Loop Circuit Design

DONG Yun

(China Petroleum Engineering & Construction Corporation, Beijing 100120, China)

Abstract: Aiming at the defects of the existing analog phase-locked loop, the idea of fabricating analog phase-locked loop with imported VCXO is introduced in this article. The article also puts forward the design and selection of elements of the circuit. Test with experiment shows that feasibility of such scheme and the possibility of circuit improvement.

Key words: phase-locked loop; circuit design; experiment result; circuit improvement

現有的網絡產品中使用了大量模擬鎖相環，如網板、光接口板、時鐘板等。現在很多使用的模擬鎖相環PLL－II完全由變容二極管等分立元件構成，離散性大，設計不盡合理，工藝品質也難保證，但在一些電路中模擬鎖相環是必須的。如果選用進口高品質VCXO，配合精心設計的濾波器， 自行設計制造將會使其品質得到全面控制。一方面與現有模擬鎖相環完全兼容，可以直接替換，另一方面避免了選用TRU050造成獨家供貨的局面。

1 電路設計方案

鎖相環電路設計方案如圖1所示。其中虛線方框內的電路是為實現失去參考源時鎖相環輸出中心頻率的功能所增設的電路，除去這一部分功能電路，即為典型的采用有源比例積分濾波器的二階鎖相環基本電路。其中：鑒相器、1/N分頻器，1/256分頻器和參考源檢測電路做在EPLD中，其它元件可焊接在與PLL-II體積相近的一個電路中。EPLD之外的電路所用管腳與PLL-II相比，可以省去-5V電源腳，只使用單＋5V電源。因比PLL-II增加無參考源時輸出中心頻率的功能，電路中增加了一個指示參考源信號有無的邏輯電平管腳。在PLL-II的管腳分配中有未用的管腳可以利用。除此管腳之外，本電路的其它管腳可做到與PLL-II完全兼容。圖中的元件值為：

R1＝10KΩ，R2＝220KΩ，R3＝1.2KΩ,C=1μF。

下面對電路中各部件的設計和選擇做一說明。

1.1 基本環路

1）鑒相器

鑒相器電路采用雙端輸出下降沿比相的數字鑒頻鑒相器。采用這種鑒相器是為了與PLL-II的管腳兼容。本電路采用8KHz的單一鑒相頻率，鑒相器前端的1/256分頻器用來將2MHz的時鐘信號分頻到8KHz。

本電路使用的鑒相器具有非線性鑒頻特性，理論上講它的捕捉范圍可達到無限大，實際上受到壓控振蕩器調諧范圍的限制，它所構成的鎖相環路的快捕帶，捕捉帶和同步帶三者相等。

2）環路濾波器

環路濾波器采用差分輸入的有源比例積分濾波器如圖1中所示，由它構成的二階環捕捉特性比較優越，同時這種形式的環路濾波器與PLL-II的管腳兼容。

3）運算放大器

環路濾波器采用有源濾波，其中的運算放大器須滿足輸入輸出要求。其前級的鑒相器輸出低電平0.1V，高電平4.0V，要求運放共模電壓輸入范圍大于鑒相器輸出電壓范圍；其后級的壓控振蕩器壓控電壓范圍0.5~4.5V，要求運放輸出電壓范圍大于壓控電壓范圍，因此本電路采用了低漂移的斬波rail-to-rail運算放大器LTC1152。采用＋5V電源時，其共模電壓輸入范圍是0～5V；輸出電壓范圍是0～5V；滿足使用要求。

4）壓控晶體振蕩器

鎖相環中采用CONNOR WINFIEID的HV系列高穩定度晶體壓控振蕩器，調諧范圍大，頻率穩定度高。

1.2 失去參考源時，自動輸出中心頻率的實現方案

首先使用一個參考源檢測電路判斷參考源的有無，然后用檢測電路輸出的邏輯電平控制二選一的模擬開關選擇壓控振蕩器壓控端的輸入信號，完成無參考源時輸出中心頻率的功能。參考源檢測電路如圖2。

圖中，PLL32K是由本電路的VCXO分頻而來，因此始終存在。CLK_8K就是分頻后送入鎖相環的參考信號，它經D觸發器整形后，每來一個上升沿就輸出一個窄的正脈沖。當CLK_8K信號存在時，它不斷使計數器清零，計數器高位沒有翻轉的機會，SW1始終輸出0。當CLK_8K信號失掉后，計數器連續計數，當SW1由0跳變為1后，SW1信號將計數器時鐘關閉，SW1維持1。這樣，有參考源時，SW1＝0；無參考源時，SW1＝1。

模擬開關選用CD4053，它的控制端接SW1。SW1＝0時，環路閉環，模擬開關并入環內，鎖相環正常工作。SW1＝1時，環路開環，由兩個串聯于＋5V電源和地之間的1.2KΩ電阻(圖1中的R3)提供的電源分壓(約2.5V)控制VCXO的輸出頻率。

采用＋5V電源時，CD4053導通電阻最大為500Ω，關斷漏電流±0.01nA，

后級VCXO壓控端輸入阻抗≥50KΩ，保證控制電壓幾乎全部加到VCXO壓控端；VCXO壓控電壓范圍0.5~4.5V，運放LTC1152的輸出電壓范圍0～5V，CD4053的模擬信號電壓傳輸范圍0～5V；滿足傳輸要求。總的來說CD4053并入環內對環路特性影響不大，環路仍可按典型的理想積分器二階環來分析。

2 實驗結果

2.1 捕捉范圍

測試電路如圖3。

應用上述測試電路對HV51系列兩片VCXO進行測試，測試結果如表1。

2.2 中心頻率

本電路在失去參考源的時候，會自動輸出中心頻率，測試電路如圖4。

控制VCXO輸出中心頻率采用電阻分壓電路，因此電源電壓變化對輸出頻率有影響，測試結果如表2。

2.3 線性度

小于20％，單調上升。

2.4 占空比

典型值50±5％，最大不超過50±10％。

2.5 輸出負載

輸出電流24mA，可驅動15個74系列TTL門電路，或60個74LS系列TTL門電路。優于TRU050和PLL－II。

2.6 固有抖動

在1ns左右，與TRU050和PLL－II相當。

2.7 靜態相差

用8KHz鑒相，相差小于30ns。因采用單一鑒相頻率，參考源為2MHz時，靜態相差比TRU050和PLL－II差，參考源為8KHz時，靜態相差比TRU050好。

2.8 抖動容限

測試電路如圖5所示。

利用誤碼測試儀PF140進行測試，結果如表3所示。

抖動容限反映了鎖相環工作在線性區域時，所能承受的輸入相位抖動的最大值。由上可見，抖動容限值均大于國際，滿足要求。在低頻段優于TRU050，在高頻段較TRU050差。

由于Bt8510中的時鐘提取電路在輸入抖動為零時，輸出仍有抖動80ns，實際鎖相環的抗抖動指標要優于上述指標。

2.9 抖動轉移曲線

測試電路和測抖動容限的電路相同。

當輸入抖動均為2UI時，測得輸出抖動如表4所示。

測試結果表明：各頻點輸出抖動指標均優于國標。除2Hz、5Hz、10Hz三點指標比TRU050差外，其余頻點指標均優于TRU050。

3 電路可改進之處

3.1 模擬開關

本電路采用CD4053，但74HC系列CMOS傳輸門的多項性能優于CD4000系列。實驗前因為手頭正好有CD4053，因此使用了CD4053。若使用74HC系列CMOS傳輸門相信可獲得更好的特性。

3.2 2.5V電壓提供方案

本電路采用兩個1.2K?電阻分壓得到的2.5V去控制VCXO壓控端輸出中心頻率。其精度受電源電壓偏差的影響。若改用輸出固定2.5V電壓的微功率電壓基準LM385-2.5，可免受電源電壓的影響，會有更大改善。

3.3 如果對穩態相差有特殊要求，須采用2MHz鑒相

4 結束語

自行設計制造鎖相環電路，測試結果合格，完全符合使用要求，如果采用這種設計，既可以全面自主控制鎖相環其品質，又可以兼容已有模擬鎖相環，進行直接替換，還可避免了TRU050造成獨家供貨，相信隨著實踐的檢驗，這種鎖相環電路必將在實際應用中得到越來越廣泛的應用。

參考文獻：

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電路設計范文第4篇

矢量水聽器可以有效地獲取水下的聲信號，并將其轉化成可以進行處理的電信號，但是此信號十分微弱，并且摻雜著水中復雜的噪聲，為了有效實現信號處理，設計了信號調理電路，分為電源模塊、放大模塊和濾波模塊，可以提高輸出信號的信噪比。通過對電路進行仿真以及測試實驗，驗證了設計的有效性。

關鍵詞

矢量水聽器；信號調理；信噪比

在世界陸地資源不斷匱乏的情況下，人類對覆蓋地球表面面積71％的海洋資源的了解和利用仍不夠充分［1］。隨著科技的發展，人類的海洋活動越來越頻繁，水下探測、目標識別、定位導航及通信等技術也得到越來越多的發展和應用［2］。由于無線電信號在水中傳播時的衰減很大，因此，聲波成為水下信息傳播的主要載體，矢量水聽器可以將接收到的聲信號轉換成電信號，并且其靈敏度高，輸出的差分信號具有良好的共模抑制比。但是，由于海洋環境中存在著大量的噪聲，它們摻雜在有用信號中，使得傳感器輸出的微弱信號不易被區分出來，本文便針對這種情況進行信號的調理工作，進行低噪聲電路的設計研究，并且將矢量水聽器輸出的電信號從復雜噪聲中提取出來。

1矢量水聽器工作原理

根據聲學原理可知，如果聲場中的接收處距離聲源很遠時，可以將聲波視為平面波。本文所研究的是同振型矢量水聽器，其接收設備處于中性浮力狀態，從而當攜帶特定信息的聲信號傳播到傳感器時，接收設備可以將聲信號幾乎無損耗地傳感到由惠斯通電橋結構（如圖1所示）組成的敏感梁上，硅梁形變產生應力變化，導致布置在芯片梁上的壓敏電阻阻值發生變化，引起電壓變化，通過梁上的惠斯通電橋，將振動信號轉化為電壓信號輸出，從而實現對水下聲信號方位、距離的測量。矢量水聽器芯片上構成惠斯通電橋結構的壓敏電阻分布圖如圖2所示，圖2中R1～R8即為壓敏電阻的布放位置，已經封裝后的矢量水聽器芯片如圖3所示。

2信號調理電路設計及仿真

在任何信號檢測過程中，檢測過程中的噪聲都是不可避免的［4］。矢量水聽器接收到的信號是十分微弱的，并且摻雜著海洋環境噪聲和水下目標的自噪聲，因此對信號處理電路的要求就很高，不僅需要具有良好的本底噪聲，還需要能將微弱信號從噪聲中提取出來。本文設計的調理電路主要分為3個模塊：電源模塊、放大模塊和濾波模塊。

2．1電源模塊由于惠斯通電橋的輸出噪聲與電源模塊的紋波噪聲密切相關，因此選用REF5050電源穩壓芯片進行電壓調理，它可以將輸入電壓調理成為5V的輸出電壓，輸出電壓不僅能夠作為惠斯通電橋的激勵源，而且可以作為調理電路放大模塊和濾波模塊的供電電源。REF5050是TI公司的一款低噪聲、低漂移及高精度穩壓電源芯片。噪聲低至3μVpp／V，溫度漂移最大不超過8ppm／℃，紋波最大不超過0．1％［5］。其中C1為旁路電容，可以把外界輸出電壓中的高頻雜波噪聲率除掉，加以去耦電容C2的引入，可以有效避免整個電網抖動的反饋耦合，能極大地減小外部電源引入的電網噪聲，有效地降低水聽器的本底噪聲。由REF5050構成的穩壓電源模塊原理圖如圖4所示。

2．2放大模塊由矢量水聽器接收到的信號是十分微弱的，最大信號峰峰值僅達到十幾個毫伏量級，此時共模噪聲干擾是引起測量誤差的主要因素，要有效地提取信號，關鍵是把有用信號進行放大，抑制引入的共模干擾噪聲，這就要求運算放大器的噪聲系數很低。低噪聲前置放大電路是微弱信號檢測的第1級，所以前置放大器應該選擇高精度、低噪聲、高輸入阻抗、低輸出阻抗并且具有良好的線性增益的放大器。在通過對放大器本身的噪聲特性進行研究后，選擇了ADI公司的AD623運算放大器，其結構圖如圖5所示。AD623內部是由3個運算放大器組合而成的，具有良好的交流共模干擾抑制能力。通過A1和A2提供良好的跟隨性能，而有效地抑制共模干擾，降低信號源阻抗引入的影響，保持最小的誤差［6］。AD623能夠確保高增益精密放大器所需的低失調電壓漂移和低噪聲、低功耗等指標，并且其放大倍數調節方式十分簡便，只需在引腳1和引腳8之間連接一個電阻Rg即可設定增益，增益范圍1～1000可調。由AD623組成的放大模塊原理如圖6所示，只需改變R3的阻值即可以調整放大器的放大倍數。另外，在靠近運放2極電源引腳處加旁路電容去耦，以消除震蕩與噪聲的影響，去耦電容選用0．1μF的瓷片電容和10μF的鉭電解電容［7］。為了濾除信號中的高頻噪聲，在第1級放大器的輸入端放置一組RC無源低通濾波器，選取R為680Ω，C為0．01μF，則低通濾波器的截止頻率。設置第1級放大器的Rg為1．02kΩ，即第1級放大倍數為100倍，設置第2級放大器的Rg為11kΩ，即放大倍數為10倍，這樣信號總的放大倍數即為1000倍。AD623采用差分輸入，接線方式為屏蔽電纜雙絞線，以降低噪聲影響［8］。

2．3濾波模塊模擬濾波器在數據采集系統中的地位舉足輕重，它的作用是濾除不感興趣頻段的信號［9］。作為整個信號處理系統的前端，濾波模塊起到了信號預處理的作用，從頻域上排除有用頻帶以外的頻率信號的干擾。由于海洋環境噪聲非常復雜［10］（包括海洋動力噪聲、生物噪聲、交通噪聲、工業噪聲和地震噪聲等等），致使所采集的信號信噪比很低，這就需要調理電路中的模擬濾波器具有良好的濾波性能。MAXIM公司生產的MAX274是單片集成有源濾波器，內部由4個二階濾波器級聯組成，無需外接電容，不僅受雜散電容的影響很小，而且可以有效減小電路體積，提高電路性能［11］。只需改變MAX274外部引腳之間連接的電阻的阻值，即可以實現不同類型和參數的濾波器性能，并且該芯片為連續時間型，比開關型濾波器噪聲低，動態特性好，且不需要外部時鐘，可以減少噪聲的引入。在設計濾波器參數時，MAX274提供了一套專用的設計軟件，只需要設定濾波器的類型、通帶內最大衰減、阻帶內最小衰減、截止頻率和Q值等參數，即可通過該軟件的迅速計算經典的巴特沃斯、切比雪夫、貝塞爾或橢圓濾波器的極點、階數和Q值等［12］。軟件在DOS運行環境下設置濾波器參數的界面如圖7所示。設置截止頻率為3kHz，通帶最大衰減3dB，阻帶最小衰減30dB的低通濾波器，由于水聲信號調理電路要求信號有較小的失真，因此要求濾波器在通帶內具有良好的平坦度，因此選用八階巴特沃斯濾波器。根據需求設計好參數后，可以通過軟件得到濾波器的幅頻特性曲線，如圖8所示。根據仿真圖設計出濾波模塊的原理圖，如圖9所示。

3測試實驗

3．1放大模塊測試用函數發生器產生1kHz，峰峰值為10mV的正弦波信號，由于第1級放大器的輸入端為差分輸入，因此一端為正弦波信號另一端接地經過測量發現第1級放大器的放大倍數為105倍，第2級放大器的放大倍數為11倍，通過分別調整電阻Rg的阻值，使得放大模塊總的放大倍數達到1000倍。但是由于考慮到AD623的負載電壓最高為6V，如果設置電路整體的放大倍數為1000倍，那么輸入信號的峰峰值最高為6mV，當大于6mV時，電路的輸出信號就會出現失真，因此，為了使調理電路具有較大的動態范圍，通過調整第1級放大器的Rg的阻值，將第1級的放大倍數縮小為33倍，此時輸入信號的峰峰值的上限可以提高為18mV，擴大了調理電路輸入信號的動態范圍。

3．2濾波模塊測試由于放大電路將電壓幅度值只有幾個毫伏的輸入信號放大了300多倍，因此其輸出到濾波模塊的電壓只有零點幾伏。用函數發生器產生峰峰值為0．2V的正弦波信號，在100Hz～5kHz的頻帶內對濾波電路進行掃頻測試，并用示波器記錄輸出結果。測試結果如表1所示。根據頻率測試結果，構建濾波模塊的頻率響應曲線，如圖10所示。由此可見，在通帶內，濾波器的波形較為平滑，幾乎沒有出現失真的情況，當信號頻率到達截止頻率3kHz時，輸出信號產生了3dB的衰減，當頻率＞3kHz時，信號的衰減程度隨著頻率的增加而增加，基本與仿真結果一致。

4結束語

MEMS矢量水聽器是水下探測領域中出現的新型設備，但是在接收信號過程中容易受到環境噪聲的影響。因此研究設計了在降低電路本底噪聲的前提下的信號調理電路，通過軟件仿真以及實際測試結果可知，針對100Hz～3kHz的微弱信號，調理電路可以將通帶范圍以外的噪聲有效地濾除，并且在抑制輸出信號的共模噪聲的同時使有用信號的幅值增益到合適的大小，便于后續進行信號分析和處理，對于水下探測領域具有一定的借鑒意義。

參考文獻

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電路設計范文第5篇

【關鍵詞】多路；循環；監控電路；設計

0.前言

目前大部分廣播電視發射臺站都是使用電視墻實現多套路電視播出中的監視，但隨著廣播電視事業的快速發展，很多新型設備和技術也在不斷涌現，節目套路也隨之增加，如果還采用電視墻型式就需要多個值班員長時間盯著多個屏幕，而且還需要精神高度集中，這樣會給值班員的視覺造成一定影響。另外電視伴音都是人為處置在靜音狀態，這就造成監聽沒有實際作用，也就成為監控的盲區。因此本文針對上述問題，展開對多路電視循環切換監控電路的設計與探討。

1.多路電視循環切換監控電路概述

本文設計的多路電視循環切換監控電路可以有效解決前面提到的兩個問題。該電路的設計思路為，將多路電視視頻在一個監視屏上順序切換，伴音信號在LED屏上同步顯示。這樣就通過唯一的監視屏實現了全套節目的循環監控。只需要一個值班員就能完成監控工作，不僅減少值班員的工作量，同時該電路設置的報警功能、故障檢索等功能也為監控工作帶來便利。這種循環切換監控電路的設計可以擺脫對電視墻的依賴，電路中使用的元件都是常用的，而且原理很簡單、電路結構也非常緊湊，符合經濟、實用和科學合理的要求。

2.多路電視循環切換監控電路設計

多路電視循環切換監控電路整體設計圖，主要包括循環切換電路、伴音檢測電路和故障報警電路。循環切換電路是整個循環切換監控電路的關鍵部分，主要負責產生和輸出脈沖串行，然后通過轉化單向脈沖提供切換動作信號，將切換動作信號傳送給機頂盒或監視器的頻道調換電路，最終完成電視頻道的更換；伴音檢測電路的主要功能是通過LED電平形式將同步切入的伴音信號顯示出來，然后根據電平狀態和變化情況判斷是否有故障發生，如果有故障就會啟動故障報警電路；故障報警電路在發生故障時會發出報警信號，為了使畫面在發生故障時停留在當前頁面上，在報警信號發出前會給循環切換電路發送停滯動作信號，如果在特定時間內沒有自行解決故障，電路會發出聲光報警以更好的處理故障，或提醒專業技術人員處理故障。

2.1循環切換電路

循環切換電路要對視頻信號進行切換，這要求切換開關在0-6MHz范圍內對漏信要求有66dB以上抑制，也就是說開關的通斷輸出至少為60dB，如果使用機械開關，在關斷時就會有分布電容，視頻高端頻率就變成通路，關斷的視頻信號泄漏到輸出端發生重影，因此本電路選擇模擬開關電路CD4066作為切換開關，這種開關帶寬為40MHz，電壓、電流通斷比高于65dB，符合視頻開關要求。

循環切換電路的構成主要包括U5（NE555）、U3（CD4093）和元器件，單穩態脈沖振蕩電路由U5（NE555）、C4、R11和R13組成，單穩態出發電路由U3A、U3B、C6、R14和R15組成。U5-3腳輸出串行方波脈沖至U3A-1腳，周期性方波通過單穩電路轉換為單方向窄脈沖后再形成切換信號。

循環切換電路的基本原理：靜態時，U3A-1-2腳、輸出端U3A-3腳和U3B-4腳分別為高電平、低電平和高電平；動態時，U3A-1腳輸入低電平，U3A-3腳輸出高電平。電容C6正端電壓需要從0上升到VCC，但是電容兩端電壓無法實現突跳，所以需要給U3B腳的輸入端施加正電壓，這樣U3B腳的輸出端就由原來的高電平變成低電平，電容C6的充電過程為VCC―R14―C6―R15，U3B腳的輸入端電壓會逐漸下降到門限電平，此時輸出端就變成高電壓，負向脈沖也就形成了。調整R15電阻值可以通過改變脈寬來切換信號作用的時間。U3B-5與U3C-10相連構成單穩電路禁止端接口電路，U3C在輸出低電平時，單穩電路停止工作。S1-2是電路工作狀態的選擇開關，S2是切換信號倒向輸出開關。

2.2伴音檢測電路

U1是LED發光管驅動集成電路，主要包括基準電壓電路、放大器和電平比較器，主要功能是交直流放大和檢波，是音頻電平拾取電路的組成部分。伴音檢測電路的主要作用是對輸入伴音信號幅度高低的檢測，判斷是否存在故障，并根據輸出電壓變化來判斷控制電路工作情況，其中U4和U2A是輸出電路。

2.3報警電路

報警電路中的延時電路的作用是，為判斷是否發生故障留出時間，如果信號正常則伴音信號經U1放大檢波生成與原來音頻信號大小成正比的直流電壓，U2A輸出高電平，U2B和U2C輸出地點批評，如果U2B與U2C為低電平且有音頻信號輸入，則輸出端保持低電壓，避免節目停頓，如果電路沒有輸出控制信號，則表示信號正常。

如果電路信號不正常，U1內部直流電壓會減小或者是零，比較器呈現高電位并順序關閉，U2A輸出會突跳為低電平，由于存在C2和C3，所以U2B和U2C輸入端電壓不會立刻降低，兩個電容利用電阻對地進行放電，當U2B-5-6和U2C-9的電壓下降到2/3VCC時，U2B、U2C電路翻轉并輸出高電平，此時延時完成。因為R3和R4取值不同，因此完成延時會有時差存在，第一個延時是為了停滯切換電路動作，第二個是為了完成報警。

3.多路電視循環切換監控電路的調整與安裝

3.1多路電視循環切換監控電路的調整

切換電路的調整：通過改變電阻R13來控制U5的輸出頻率在1-20Hz范圍內變化，從而對切換時間間隔進行控制。時間周期的計算公式為t=2.3RC，通常約為20s。單穩觸發脈沖電路中決定脈沖寬度的是C6和R15，根據上面的公式可以計算其值，通常選定電容值后，通過改變電阻值來調整脈沖寬度，但要注意脈沖寬度不要太大，否則可能會出現跳臺現象。

音頻檢測電路的調整：使用LM3915可以使調整更加便捷，音頻信號通過R4接入5，調整機頂盒音量鍵和R4并觀察LED發光管點亮情況，當第七個發光管點亮時說明輸入了合適的伴音電平幅度。

延時電路的調整：延時電路主要由R6、C2和R9、C3構成，使用t =2.3RC計算時間，調整方法為關閉音量，設置兩個電阻值，然后檢測U2B和U2C輸出端電位值，低電位表示處于延時時段，高電位表示延時完成。

3.2多路電視循環切換監控電路的安裝

電路中電阻都采用1/8W，其他元件可使用其他型號替代，安裝中只要焊接不出現錯誤，再經過細微的調整就可以正常使用。電路可以安裝在機頂盒內或者受控監視器內，供電電源可直接使用機內電源，值為+12V。機頂盒或受控監視器的音頻輸出接入電路的A-IN口，機頂盒或受控監視器的頻道上下調節鍵電路分別于S2的CH+和CH-連接。

4.結束語

綜上所述，多路電視循環切換監控電路可以有效解決電視墻的一系列弊端，而且電路設計比較簡單，電路中均使用普通元器件，實現了多路電視視頻的循環往復的切換，降低了值班員的工作強度，同時設計了伴音監控電路和報警電路，使監控電路更加完善。 [科]

【參考文獻】

[1]許建偉，徐永革，范玉文.多路電視循環切換監控電路設計，電子制作，2014，（01）.